發布日期：2022-10-09 點擊率：73
引言
有多種測量電容的方法。但只有運算電容法適合自動在線測量。應用中使用較多的有直流充放電法和交流法。
從信號處理過程來看，充放電法與交流法并無本質區別。
充放電法的信號處理流程如圖1。
相控整流電路對輸入噪聲信號的頻譜產生搬移的作用。低頻噪聲成分被搬移到高頻段，高頻噪聲成分被搬移到低頻段。
相控整流輸出的信號將被送入到低通濾波器中處理。輸出噪聲信號中的高頻成分將被濾除掉。因此，相控整流電路輸入信號中的低頻噪聲不會對最終測量結果產生影響。而(2n-1)fc附近的噪聲將被搬移到低頻出，影響最終測量結果。
為使測量電路有較高的分辨率，應使輸入到相控整流電路的信號有較大的幅度，并有較高的信噪比。
前級放大電路，不但將信號放大，同時也引入了噪聲。放大電路引入的噪聲是由放大電路本身決定的。信號經過一級處理電路后，將加入固定幅度的噪聲。因此，在輸出信號幅度一
定時，信號的信噪比與信號的平均值成正比。
充放電法，在施加方波激勵時，交流放大輸出的是窄脈沖，信號占空比很低。因此，信噪比也很低。其次，放大脈沖信號要較大的帶寬，高次諧波兩側的噪聲也將被相控整流器搬移到低頻段，加大了低頻噪聲。
交流法，使用單頻率正弦信號作為激勵。信號平均值大，因而能得到較高的輸出信噪比。同時，由于所處理的信號為單一頻率正弦信號，可以使用窄帶帶通放大器，減小放大器引入的噪聲，進一步輸出信號的信噪比。
交流法測量變換電路可以得到更高的分辨率。而電路結構并不會比充放電法復雜。因此選用交流激勵信號來構成本測量系統。
激勵電路設計
激勵電路輸出固定頻率的正弦波。要求正弦波頻率、幅度、相位恒定，便于同后級相控整流驅動信號同步，便于在大范圍內調整與相控整流驅動信號的相對相位。
本設計中，使用高精度、低噪聲基準穩壓源保證生成的脈沖信號幅度的穩定。使用溫補振蕩器產生高頻高穩定度的信號，通過分頻得高頻率穩定度、低相位抖動的到控制信號。然后經過帶通濾波放大得到激勵信號輸出。
電壓基準源的選擇
理想的電壓基準源應該是內阻為零，不論電流是流進去還是流出來，都應當保持輸出電壓恒定。內阻為零的基準源是不存在的，然而內阻只有毫歐數量級的基準源是可以做得到的?；鶞试吹墓ぷ髟?、參數和選擇方法，對于系統設計是一個頗為重要的因素。
·基準源的類型
基準源主要有齊納二極管、埋入式齊納二極管和帶隙電壓基準三種。它們都可以設計成兩端并聯式電路或者三端串聯式電路。
齊納二極管是工作在反向偏置的二極管，需要一個串聯的限流電阻。在要求高精度和低功耗的情況下，齊納二極管通常是不適合的。
埋入式齊納二極管集成基準的噪聲比帶隙式的低，長期穩定型好，溫漂小。但是輸出電壓高，大約為6~7V，需要較高的供電電壓。
帶隙式基準的輸出電壓可以低至1V?，F已經有1.235V，1.25V，2.048V，2.5V，4.096V，5V的器件。
·電壓基準源的選擇
選擇電壓基準源時，應當針對系統的要求，綜合考慮電壓基準源的技術指標。電壓基準源的技術指標很多，主要的指標是：初始精度、輸出電壓溫度漂移、提供電流以及吸入電流的能力、靜態電流、長期穩定性、輸出電壓溫度遲滯、噪聲等。
噪音是無法補償的誤差，因而基準源的噪音應當低。
輸出電壓溫度遲滯現象(THYS)也是一個不能修正的誤差。THYS是25℃溫度下，由于溫度從熱到冷，然后從冷到熱變化時引起的輸出電壓的變化。它的幅度與溫度變化的大小成正比。在很多情況下，THYS誤差是不重復的，它與電路設計及封裝有關。
溫度漂移通常是可以修正的誤差，因為它是可重復的。高分辨率系統都需要補償。對一個5V系統，如果要求在整個商用溫度范圍(0～70℃，以25℃為基準點)保持±1LSB。如果基準源的漂移為1ppm/℃，ΔV=1ppm/℃×5V×45℃=225mV。因此1ppm/℃的性能僅適用于整個商用溫度范圍內的14位系統。常用器件的溫度漂移性能為1ppm/℃到100ppm/℃
長期穩定性(LTS)給出了某一種封裝或某類器件中潛在的硅片應力或離子遷移的程度。注意在溫度和濕度處在極端狀態下，電路板清潔度對此參數有很大的影響。還要注意LTS僅在25℃基準溫度下有效。
電壓基準源流出和吸入電流的能力是另一個重要參數。大多數應用只需要基準源對負載供出電流。許多基準源不能吸入電流。還需注意基準源的帶負載能力。
·高性能基準電壓源—LTZ1000
LTZ1000和LTZ1000A是一個具有極高穩定性的，帶有溫度補償的參考電壓源。輸出電壓為7V；溫度漂移0.05ppm/℃；低頻噪聲1.2mVP-P；長期穩定性2mV/胟Hr。
一個典型的應用如圖4。
電壓基準源的緩沖放大
在這個環節著重考慮運算放大器的失調電壓溫度漂移和放大器的低頻噪聲。
LTC1250是一個高性能低噪聲，零溫度漂移運算放大器。0.1Hz~1Hz等效輸入噪聲0.75mVP-P；溫度漂移±0.01mV/℃
脈沖形成
脈沖形成的電路原理如圖5。
當開關s閉合時，運算放大器同相輸入端接地，電阻R2并聯在輸入信號源與地之間，可將其忽略掉。則此時放大器為單位增益反相放大器。
當開關s斷開時，由于運算放大器輸入端阻抗很高。電阻R2上的電壓降近似等于零，R2可以近似等效為短路。同時由于放大器兩輸入端虛短的特性，流過電阻R1的電流等于零。因此，R1可以等效為去掉。此時放大器為單位增益同相放大器。
脈沖信號的形成可以用如下公式表示。
uout=uin·GC
輸
入信號為電壓為5V，并帶有噪聲的直流信號。
控制信號為：
(n=0,1,2...)
輸入電壓為常數Vref，uout(t)可用傅氏級數表示為：
可見，輸出信號中含有基波和奇次諧波。濾除掉高次諧波即得到所需的單一頻率正弦激勵信號。正弦信號的幅度由基準電壓源決定，頻率由控制脈沖決定。
在這個環節，放大器處理的時交流信號，同時信號幅度較大，需要著重考慮的指標有：噪聲電壓密度，頻率響應特性，輸出電壓擺率。激勵環節最終輸出的信號將作用在電容(傳感器)上，低頻信號將被濾除掉。同時放大器的增益很小。因此，放大器的輸入失調電壓，失調電流，低頻噪聲等參數可以不考慮。
放大器選用LT1128。LT1128是一個單位增益穩定的低噪聲運算放大器。等效輸入電壓噪聲密度最大值為1.1nV/肏z。增益帶寬積不小于13MHz。輸出電壓擺率5V/ms。
在這里輸出電壓擺率要求不小于。如果取正弦信號頻率為500KHz，則要求放大器的輸出電壓擺率不小于30V/ms。遠遠高于LT1128的能力。這個問題采用下面的技術解決。
電路中的開關使用一個N溝道MOSFET來實現。
大輸出電壓擺幅放大技術—運算放大器復合
在這個環節要求運算放大器的等效輸入噪聲要盡量小，輸出電壓擺幅、擺率要大，并且大信號開環增益要大。低噪聲高性能運算放大器都不能很好的滿足要求。而這幾項指標中，噪聲性能是無法通過補償改善的。通過增加一個高速的輸出驅動級(如圖6)可以提高低噪聲放大器的輸出電壓擺率。
在輸出級放大器A2的選取上要考慮輸出電壓擺率要大，放大器帶寬要高，頻率響應中相位移動要小。運算放大器A2在設計通頻帶內的相移要小于A1在此范圍內的相位裕量值。
輸出放大器的增益值等于要求的電壓擺率除以A1的最小輸出電壓擺率值。
A2放大器選用LT1227。LT1227是一個電流反饋寬帶運算放大器。140MHz帶寬1100V/us輸出電壓擺率。
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